Eye diagram et jitter : lire l'intégrité du signal

Un eye diagram (diagramme de l'oeil) est ce à quoi ressemble un lien série lorsqu'on replie chacun de ses bits sur le même intervalle unitaire. Le jitter (gigue) est la raison pour laquelle l'ouverture obtenue a une largeur, au lieu d'un front net. Chez AESTECHNO, bureau d'études électronique à Montpellier, nous lisons des eye diagrams sur chaque conception PCB high-speed que nous validons, parce que l'oeil est la seule mesure qui transforme un budget de pertes abstrait en un verdict.

Cet article explique les deux notions dans l'ordre où un ingénieur les rencontre : comment l'image est construite, de quoi le jitter est fait, pourquoi l'oeil se ferme, et comment nous le mesurons au laboratoire. L'exemple de terrain qui clôt l'article est une carte mère PCI Express Gen 3 dont l'oeil était fermé par quelque chose qui ne résonne nulle part près du débit : des stubs de vias.

Ce qu'est un eye diagram, et comment il est construit

Un eye diagram, ou diagramme de l'oeil, est un tracé à persistance dans lequel chaque intervalle unitaire d'un flux série est superposé sur le même axe temporel, déclenché sur l'horloge récupérée. Des milliers de bits se superposent, et l'ouverture centrale, l'oeil, montre la marge dont dispose réellement le récepteur.

La construction compte, car elle explique ce que l'image peut dire et ce qu'elle ne peut pas dire. L'instrument récupère l'horloge à partir des données, découpe la forme d'onde en intervalles unitaires et les empile. Avec assez de bits, chaque transition légale finit par être tracée quelque part : la frontière de l'oeil est donc le pire cas que le lien a produit pendant cette acquisition.

Deux dimensions portent tout le verdict. L'ouverture verticale, la hauteur d'oeil, est la marge en tension qui reste après les pertes, la diaphonie et le bruit. L'ouverture horizontale, la largeur d'oeil, est la marge temporelle qui reste après le jitter. Le récepteur échantillonne près du centre : les deux doivent rester ouvertes à l'instant d'échantillonnage pour que le bit soit lu correctement.

Contrairement à une idée reçue, un eye diagram est une image statistique et non la photographie d'une panne. Si vous capturez dix mille bits, vous avez sondé une probabilité d'erreur de l'ordre de 1e-4, soit huit ordres de grandeur au-dessus du taux d'erreur binaire de 1e-12 visé par le PCIe. Les événements rares qui cassent réellement les liens ne sont pas dans cette image. C'est pourquoi un travail sérieux sur le jitter ne s'arrête jamais à l'oeil et passe à la décomposition puis à l'extrapolation.

Ce qu'est le jitter, et les six composantes qui le constituent

Le jitter est l'écart entre la position réelle d'un front et celle qu'une horloge idéale lui assignerait. Il se mesure en picosecondes ou en fraction d'intervalle unitaire, et ce n'est pas un phénomène unique : c'est une somme de composantes aux statistiques, aux causes et surtout aux corrections différentes.

La première séparation gouverne tout le reste. Le jitter aléatoire (RJ) provient du bruit thermique et du bruit de grenaille, suit une loi gaussienne et n'est pas borné : il se cite donc en valeur RMS, et annoncer un crête à crête pour lui ne veut rien dire, puisque ce crête grandit avec la durée d'observation. Le jitter déterministe (DJ) provient du circuit et du canal, il est borné, et se cite crête à crête parce qu'il possède un vrai maximum.

Le jitter déterministe se subdivise à son tour. Le jitter dépendant des données (DDJ) suit le motif binaire et additionne l'interférence entre symboles et la distorsion de rapport cyclique. Le jitter périodique (PJ) vient d'un agresseur périodique : un régulateur à découpage, une raie de PLL, une horloge couplée. Le jitter borné non corrélé (BUJ) est la diaphonie d'un agresseur sans relation avec vos données.

Si les ingénieurs s'imposent cette taxonomie, c'est pour l'extrapolation. Le RJ n'étant pas borné, le jitter total n'a pas de maximum dans l'absolu, seulement un maximum à un taux d'erreur binaire donné. Le modèle dual-Dirac l'exprime par TJ = DJ + n x RJ, où n correspond au nombre d'écarts-types associé au BER visé. À 1e-12, ce multiplicateur vaut environ 14,07 en comptant les deux côtés de la distribution. Dans notre pratique, c'est là que s'arrêtent la plupart des discussions sur le jitter.

Pourquoi l'oeil se ferme : pertes, réflexions et masque

Un oeil se ferme pour trois raisons dissociables : le canal atténue les hautes fréquences plus que les basses, les discontinuités renvoient de l'énergie dans la ligne, et le récepteur doit décider dans ce qu'il reste. Chaque mécanisme a sa signature, et les distinguer constitue l'essentiel du diagnostic.

Les pertes dépendantes de la fréquence sont le cas le plus simple. Pertes cuivre et pertes diélectriques croissent avec la fréquence : une piste longue transforme un front raide en front mou. Quand le front n'a pas fini de monter avant le bit suivant, la tension résiduelle biaise ce bit, ce qui constitue l'interférence entre symboles.

Les réflexions sont moins intuitives et plus destructrices. Toute discontinuité d'impédance, un connecteur, un via, un stub, une pastille d'empreinte, renvoie une partie de l'onde. Cette énergie revient après un aller-retour fixé par la géométrie, et si ce délai tombe près d'un intervalle unitaire, elle arrive pendant un bit ultérieur. Il en résulte un jitter dépendant des données qui n'évolue pas proportionnellement à la longueur de piste, ce qui explique qu'un lien court échoue là où un lien plus long passe. Notre méthodologie de stack-up et d'impédance contrôlée sert d'abord à contenir ce terme.

Le masque de conformité est le troisième élément. PCI-SIG, USB-IF et JEDEC publient chacun un polygone que l'oeil ne doit pas toucher, défini en un point de sonde et, à partir de la Gen 3, après un égaliseur de référence. Malgré ce que suggère l'image brute, un oeil fermé au connecteur n'est pas automatiquement un échec : la Gen 3 et les suivantes supposent que le récepteur le rouvre par égalisation. Le masque, pas le coup d'oeil, fait foi.

Types de jitter comparés : cause, signature, correction

Chaque composante du jitter laisse une marque différente sur l'oeil et répond à une intervention différente. Le tableau ci-dessous est la référence de travail que nous utilisons en bring-up, parce qu'il transforme un "l'oeil est mauvais" en une courte liste de mesures à faire ensuite.

Il se lit comme un chemin de diagnostic plutôt que comme une taxonomie. La colonne signature est ce que vous cherchez à l'instrument, la colonne correction est ce qui fait bouger le chiffre. Dépenser un respin sur la longueur de piste alors que le terme dominant est un jitter périodique issu d'un régulateur à découpage est une erreur fréquente et coûteuse, et nous l'avons vue plus d'une fois.

L'ordre compte aussi. La diaphonie est l'hypothèse la moins chère à tester : mettre les voies voisines au repos prend quelques minutes et fait bouger le chiffre ou non. La distorsion de rapport cyclique vient ensuite, car elle se voit à deux croisements de hauteurs différentes. Ce n'est qu'une fois ces pistes écartées qu'il devient raisonnable de s'engager sur une modification de layout sous Altium ou KiCad.

Une ligne mérite qu'on insiste, car c'est là que l'argent se perd. La ligne ISI couvre à la fois les pertes et les réflexions, et ce ne sont pas le même problème même si elles tombent dans la même case. Les pertes sont lisses et prévisibles, et cèdent à l'égalisation. Les réflexions sont géométriques, elles dépendent de l'endroit où se trouve la discontinuité, et l'égalisation les traite mal. Cette distinction est tout le sujet du retour terrain ci-dessous.

Comment nous mesurons le jitter : la procédure de banc

Mesurer correctement le jitter, c'est séparer ses composantes plutôt que sortir un chiffre unique. Notre méthodologie de mesure se déroule de la même manière sur chaque interface haute vitesse que nous validons en 2026, qu'il s'agisse de PCIe, de DDR sous règles JEDEC, d'USB, d'Ethernet IEEE 802.3 ou de LVDS, parce que c'est la constance qui rend deux cartes comparables.

La première étape est le réglage de récupération d'horloge, et c'est celle qu'on rate le plus souvent. La norme spécifie une bande passante de récupération, et la changer change la réponse : une boucle plus large suit davantage de dérive basse fréquence et rapporte moins de jitter. Un chiffre cité sans sa bande de récupération n'est pas une mesure. Nous la réglons d'après la spécification, jamais d'après le défaut de l'instrument.

La deuxième étape est la profondeur d'acquisition et le motif. Nous capturons avec un motif de conformité quand il en existe un, car le jitter dépendant des données n'apparaît que si le motif sollicite les pires longueurs de séquence. La troisième étape est la décomposition, puis l'extrapolation vers le taux d'erreur visé via la courbe en baignoire. Sur notre oscilloscope Tektronix, la suite TekExpress automatise les parties normatives pour les liens PCI Express, USB, DDR, HDMI, Ethernet et MIPI.

La simulation avance en parallèle du banc, pas après lui. Chez AESTECHNO, nous utilisons ANSYS pour simuler l'intégrité du signal et l'intégrité de l'alimentation avant que le premier prototype n'existe, ce qui permet de tester une modification de stack-up ou de via comme une expérience numérique plutôt que comme un cycle de fabrication. Nous lançons le solveur (ANSYS SIwave au niveau carte, HFSS quand un connecteur ou un champ de vias exige un traitement full-wave, HyperLynx étant une alternative répandue ailleurs) sur le stack-up que le fabricant construira, dimensionné selon les pratiques de ligne de transmission IPC-2141. La corrélation entre l'oeil simulé et l'oeil mesuré est elle-même un indicateur de qualité : quand ils divergent, soit le modèle omet une discontinuité, soit la carte n'est pas conforme au plan.

Matrice de décision : rerouter, respinner, rehorloger ou accepter

Un oeil marginal est une décision commerciale autant que technique, car les quatre réponses possibles diffèrent d'un ordre de grandeur en coût et en délai. Notre matrice les trie selon la composante de jitter dominante, puisque c'est elle qui détermine quelle intervention peut fonctionner.

Si le jitter déterministe domine et que sa source est géométrique, une modification de layout est la seule vraie correction et le respin se justifie. Si le jitter aléatoire domine, aucun travail de routage n'aidera et la réponse est l'arbre d'horloge. Si le jitter périodique domine, la correction est souvent peu coûteuse et se situe dans le domaine de l'alimentation. Si la marge est mince mais que le terme dominant reste les pertes, les réglages d'égalisation peuvent suffire sans toucher à la carte.

À l'inverse du réflexe du respin, accepter une marge mesurée est légitime, mais uniquement avec un chiffre documenté. Nous recommandons de consigner l'ouverture d'oeil extrapolée au BER visé, la température de mesure et les réglages d'égaliseur, pour que la décision reste auditable. Ce relevé fait partie des preuves de test et de validation que nous livrons à l'issue d'un cycle EVT, DVT et PVT.

Retour terrain : un oeil PCIe Gen 3 fermé par des stubs de vias

Sur un projet récent de carte mère, une carte de la classe de celles qui accueillent une plateforme Intel ou AMD, nous avons été appelés sur un lien PCI Express Gen 3 dont l'oeil était fermé. La carte était fabricable, l'impédance dans la tolérance et le routage passait toutes les règles. La cause s'est révélée être la portion de chaque via qui ne transporte aucun signal : le fût inutilisé sous la couche de sortie, le stub.

Un via percé de part en part mais qui ressort sur une couche interne laisse le reste du fût pendre comme une ligne de transmission non terminée. Dans notre laboratoire AESTECHNO à Montpellier, nous traitons cette structure comme le premier suspect dès que l'oeil est pire que ce que le budget de pertes prévoit, parce qu'elle dégrade par réflexion et non par atténuation, et qu'un budget de pertes ne la voit pas.

Contrairement à l'idée reçue, le stub ne résonnait pas dans la bande. Le creux quart d'onde d'un stub se situe environ à c divisé par quatre fois sa longueur fois la racine de la constante diélectrique. Pour un stub de 2 mm dans un stratifié autour de Dk 3,8, ce creux tombe vers 19 GHz, alors que le PCIe Gen 3 fonctionne à 8 GT/s avec un intervalle unitaire de 125 ps et une fréquence de Nyquist de seulement 4 GHz. Beaucoup d'ingénieurs en concluent que les stubs sont un problème de Gen 5 et qu'on peut les ignorer en Gen 3. Cette conclusion est fausse, et cette carte en a été la démonstration.

Le mécanisme qui a fermé l'oeil est la réflexion, pas la résonance. Le stub est une discontinuité capacitive qui abaisse l'impédance locale : une partie de chaque front est renvoyée, parcourt le stub et revient. Même très en dessous du creux quart d'onde, l'énergie réfléchie arrive dans un bit ultérieur, ce qui constitue de l'interférence entre symboles, donc du jitter déterministe, donc une fermeture horizontale de l'oeil. Notre méthodologie de mesure a séparé les composantes avant que quiconque ne touche au layout : le jitter était dominé par le terme dépendant des données, il suivait le motif binaire, et il ne bougeait pas quand les voies voisines étaient mises au repos, ce qui écartait la diaphonie.

La correction est le back-drilling : un second perçage à profondeur contrôlée depuis la face opposée, qui retire le fût inutilisé. Dans notre pratique, nous spécifions un stub résiduel inférieur ou égal à 0,25 mm pour tout lien à 8 GT/s ou plus et, l'IPC-6012 traitant la profondeur de back-drill comme un attribut qualifié de la carte, nous exigeons qu'elle figure sur le plan de fabrication comme une cote tolérancée et non comme une note, parce qu'une note se perd entre le fichier de conception et le panneau. Quand l'empilage le permet, la solution moins chère consiste à réaffecter les couches pour que le signal ressorte près de la face opposée, le stub étant alors court par construction. Les vias borgnes et enterrés règlent aussi le problème, moyennant un surcoût HDI qu'il vaut mieux comparer au surcoût de back-drill avant de trancher.

La leçon générale est celle que nous appliquons désormais sur chaque conception high-speed : un budget de pertes et une série de mesures d'impédance peuvent tous deux passer pendant que le lien échoue, parce qu'aucun des deux ne décrit la géométrie. Dans notre pratique, quand l'oeil mesuré est pire que l'oeil simulé, la différence est presque toujours une discontinuité absente du modèle, et les structures verticales sont le premier endroit où nous regardons.

En résumé

Un eye diagram est le moyen le plus rapide de voir si un lien série dispose de marge, et le jitter est le terme qui dévore la moitié horizontale de cette marge. Lire l'image est facile. Lire quelle composante l'a fermée est la compétence qui décide si vous reroutez, réhorlogez ou livrez, et se tromper d'attribution transforme une correction de deux semaines en un chantier de deux mois.

Le fil conducteur de tout ce qui précède est qu'un oeil est une preuve, pas un verdict. Il est borné par la durée d'observation, par la bande de récupération d'horloge choisie et par l'égaliseur situé derrière le point de sonde. Changez l'un de ces éléments et la même carte donne une autre réponse. Traitez l'image comme le début d'une décomposition plutôt que comme la fin d'une mesure, et les cinq points ci-dessous en découlent.

• L'oeil est une image statistique, pas une photographie. Dix mille bits capturés sondent un taux d'erreur de 1e-4, huit décades au-dessus du 1e-12 exigé par le PCIe. Extrapolez via la courbe en baignoire, sinon vous devinez.
• Jitter aléatoire et déterministe sont deux problèmes distincts. Le RJ n'est pas borné et se cite en RMS, le DJ est borné et se cite crête à crête, et le TJ n'existe qu'à un BER donné.
• Décomposez avant de corriger. Les pertes cèdent à l'égalisation, les réflexions non, et le jitter périodique loge généralement dans l'alimentation plutôt que dans le chemin du signal.
• Les stubs ferment des yeux bien en dessous de leur résonance. Un stub de 2 mm creuse vers 19 GHz, et il a pourtant fermé un lien Gen 3 dont le Nyquist est à 4 GHz, parce que le mécanisme est la réflexion.
• Mettez la profondeur de back-drill au plan comme une cote tolérancée. Spécifiez 0,25 mm ou moins de stub résiduel à partir de 8 GT/s, et comparez l'alternative HDI au surcoût de back-drill.

Lectures voisines dans ce cluster : nos guides sur le stack-up, l'impédance et la conformité EMC, le routage LPDDR4 et son intégrité de signal, la conception de carte FPGA, la conception de carte RF, la compatibilité électromagnétique, les protocoles vidéo industriels, le fonctionnement d'un PCB et le guide de décision haute performance. Les déclinaisons automobiles de ces liens ajoutent les grades de température AEC-Q100 au même budget de jitter, et la pré-conformité CEM selon IEC 61000 avance en parallèle. Pour les bus plus lents où ces effets restent faibles, comme la famille ISO 11898, voir I2C, SPI, UART, I3C et le bus CAN. Côté industrialisation, du prototype à la série et notre méthodologie de bureau d'études couvrent l'après-validation, et la disponibilité des stratifiés couvre le cas où le matériau spécifié manque.

Article rédigé par Hugues Orgitello, qui conçoit de l'électronique haute vitesse depuis 10+ ans chez AESTECHNO à Montpellier.

FAQ : eye diagram et jitter

Qu'est-ce qu'un eye diagram ?
Un eye diagram, ou diagramme de l'oeil, est un tracé à persistance qui superpose chaque intervalle unitaire d'un flux série sur le même axe temporel, déclenché sur l'horloge récupérée. Des milliers de bits se superposent et l'ouverture centrale montre la marge dont dispose le récepteur : l'ouverture verticale est la marge en tension restant après pertes et bruit, l'ouverture horizontale est la marge temporelle restant après jitter. C'est la façon standard de juger un lien haute vitesse, car elle rend le pire cas visible en une seule image.

Quelle différence entre jitter aléatoire et déterministe ?
Le jitter aléatoire vient du bruit thermique et de grenaille, suit une loi gaussienne et n'est pas borné : il n'a de sens qu'en valeur RMS. Le jitter déterministe vient du circuit et du canal, possède un vrai maximum et se cite crête à crête. La distinction est pratique et non théorique : le jitter total n'a aucune valeur sans un taux d'erreur binaire annoncé, puisque la part aléatoire continue de croître avec la durée d'observation. Le modèle dual-Dirac les combine par TJ = DJ + n x RJ.

Les stubs de vias comptent-ils à 8 GT/s ?
Oui, et l'argument courant selon lequel ils ne comptent pas repose uniquement sur la résonance. Un stub de 2 mm dans un stratifié Dk 3,8 place son creux quart d'onde vers 19 GHz, bien au-dessus des 4 GHz de Nyquist du PCIe Gen 3 : le creux est effectivement hors bande. Le stub reste néanmoins une discontinuité capacitive qui renvoie une part de chaque front dans la ligne, et cette énergie retombe dans des bits ultérieurs sous forme d'interférence entre symboles. Nous avons vu un oeil Gen 3 fermé par exactement ce mécanisme.

Quel stub résiduel accepter après back-drilling ?
Pour les liens à 8 GT/s et au-delà, nous spécifions 0,25 mm ou moins de stub résiduel, et nous portons la profondeur de back-drill sur le plan de fabrication comme une cote tolérancée plutôt que comme une note. Les notes se perdent entre le fichier de conception et le panneau. Quand l'affectation des couches le permet, faire ressortir le signal près de la face opposée rend le stub court par construction et ne coûte rien. Les vias borgnes et enterrés suppriment le problème, moyennant un surcoût HDI à comparer au surcoût de back-drill.

Comment convertir un bruit de phase en jitter ?
En intégrant la courbe de bruit de phase en bande latérale unique sur la plage d'offset que la norme spécifie, puis en convertissant la phase intégrée en temps via la fréquence porteuse. La bande compte autant que la courbe. Selon PCI-SIG, l'horloge de référence PCIe Gen 3 se spécifie à 1,0 ps RMS intégrés de 10 kHz à 50 MHz, alors que le filtre brick-wall de 12 kHz à 20 MHz appliqué par défaut par les analyseurs de bruit de phase relève de la convention Ethernet. Le même oscillateur ne donne donc pas le même chiffre, et un jitter cité sans ses bornes d'intégration n'est comparable à rien.

Pourquoi mon oeil mesuré diffère-t-il du simulé ?
Presque toujours parce que le modèle omet une discontinuité que la carte contient. Les simulations sont bâties sur le routage et le stack-up : elles capturent bien les pertes et l'impédance, mal la géométrie. Stubs de vias, empreintes de connecteurs, dimensions d'antipads et profondeur de back-drill sont les oublis habituels. Le cas inverse, une mesure meilleure que la simulation, signifie normalement que le modèle était pessimiste sur les pertes diélectriques. Dans notre pratique, un désaccord persistant se traite comme un défaut de modèle à trouver.